Семейство статических преобразователей напряжения нового поколения в силовой электронике

Системное определение варианта построения статических преобразователей напряжения

В работе рассматривается часть системы, а именно унифицированная базовая ячейка, созданная на основе схемы инвертора напряжения, питаемой выпрямленным напряжением сети, поскольку данный участок системы является «кирпичом», из которого построено наше сооружение.

В качестве базового предлагается вариант построения системы статических преобразователей напряжения, приведенный на рис. 1.

Рис. 1. Эскиз функциональной схемы статических преобразователей напряжения однофазного и трехфазного (СПО и СПТ)

Предлагаемый вариант логически вытекает из осмысления технических требований поставленной задачи. Рассмотрим это подробнее. Необходимо разработать трехфазный статический преобразователь напряжения мощностью 30 кВт и однофазный мощностью 8 кВт. Поставленная задача подразумевает возможность (или даже необходимость) параллельного включения какого-то минимального элемента. Если найти приблизительно наименьшее общее кратное, оно будет равно 3,3 кВт. То есть предлагаемый вариант соответствует рис. 1: три трехфазных блока по 10 кВт (в каждом по три субблока мощностью 3,3 кВт) и один однофазный блок мощностью 8 кВт (состоит из трех субблоков по 3,3 кВт с избыточной мощностью).

Приведенная система позволяет использовать: глубокую внутреннюю унификацию; параллельное включение трехфазных блоков (СПТ) и однофазных каналов (СПО); наращивание и снижение мощности статических преобразователей напряжения.

Рассмотрим вышесказанное по пунктам.

1. Унификация заключается в том, что блоки СПТ и СПО можно собирать на одной печатной плате, с одинаковыми навесными элементами, при незначительном изменении в коммутации (в основном, в сильноточной части) и в комплектации.
2. Параллельное включение блоков СПТ и каналов СПО возможно при использовании в качестве силовых ключей IGBT биполярные транзисторы с положительным коэффициентом напряжения насыщения. Кроме этого, динамическое выравнивание токов и балансировка фаз возложены на систему управления. 3. Вследствие параллельного включения блоков и каналов предлагаемая структура построения статических преобразователей напряжения подразумевает возможность легко наращивать и снижать мощность статических преобразователей напряжения. Данный вариант представляет собой систему построения статических преобразователей напряжения на основе унифицированной базовой ячейки (УБЯ). Она является законченным блоком, выполняющим функции выпрямителя входного напряжения переменного тока, корректора коэффициента мощности, стабилизатора постоянного напряжения, преобразователя постоянного напряжения в переменное и стабилизатора выходного напряжения переменного тока (с функцией корректора формы выходного напряжения). Еще одно неоспоримое достоинство этого решения — возможность варьировать мощность УБЯ. Соответственно, можно системно строить различные семейства статических преобразователей напряжения, перекрывая все функциональные и параметрические ряды.

Меню

Во всех развитых странах свыше 60% вырабатываемой электроэнергии проходит через полупроводниковые преобразователи, и поэтому уровень преобразовательной техники оказывает существенное влияние на энергетику в целом. В России сегодня через полупроводниковые преобразователи проходит лишь 30% вырабатываемой электроэнергии. Оценки показывают, что рост этого значения до мирового уровня позволит экономить энергии больше, чем дает, например, вся атомная энергетика.

Примерная структура потребления электроэнергии показана на рис. 1. Около 60% потребления приходится на электропривод, где переход с нерегулируемого привода на регулируемый с помощью полупроводниковых преобразователей частоты, позволяет экономить в среднем более 25% электроэнергии. На транспорте регулируемый привод с рекуперацией энергии в сеть при торможении экономит около 30% энергии, большую экономию дают статические компенсаторы реактивной мощности линий электропередач и т. д.

Рис. 1. Структура потребления электроэнергии

Основными активными элементами преобразователя являются силовые полупроводниковые приборы, а основным полупроводниковым материалом вот уже более сорока пяти лет — монокристаллический кремний.

Условно современные силовые кремниевые приборы можно разделить на две большие группы. Первая группа приборов, применяемых в настоящее время в основном для преобразования очень больших мощностей(от единиц мегаватт и выше), — это мощные диоды и тиристоры, а также запираемые тиристоры (ЗТ) и их модификации. Технологические основы производства приборов данной группы были заложены в 1960–70 годах. Приборы второй группы — полевые и биполярно-полевые транзисторы (MOSFET и IGBT) — представляют, по сути, силовую интегральную схему из сотен тысяч элементарных приборных ячеек на одном чипе, изготовляемом на основе современных микроэлектронных технологий.

В диапазоне очень больших мощностей (десятки мегаватт и выше) доминирующим прибором является мощный высоковольтный тиристор. Полупроводниковая структура тиристора (рис. 2) состоит из четырех расположенных друг над другом слоев кремния чередующегося типа проводимости. Они образуют три pn

-перехода; два крайних — эмиттеры — смещены в проводящем, а центральный — коллектор — в запорном направлении; он блокирует приложенное к прибору напряжение. Для переключения прибора в цепи база-катод пропускается короткий импульс тока, сопровождающийся инжекцией электронов в
р
-базу. Поскольку из-за большого тангенциального сопротивления тонкой
р
-базы плотность управляющего электронного тока быстро уменьшается по мере удаления от базового контакта, то переключение прибора происходит в узкой (сотни микрон) области вдоль границы база-коллектор и затем медленно распространяется по всей площади. Именно поэтому тиристор не может быть выключен импульсом обратного тока в управляющей цепи; для выключения приходится прервать ток в силовой цепи на время, необходимое для рекомбинации электронно-дырочной плазмы в базах. Это является основным недостатком тиристора, из-за которого он был вытеснен приборами с полным управлением в сравнительно узкую область очень больших мощностей, где такие достоинства тиристора, как малое остаточное напряжение при большой плотности прямого тока и большом рабочем напряжении, высокая перегрузочная способность и относительно малая стоимость, являются определяющими.

Рис. 2. Мощный высоковольтный тиристор (при диаметре кремния 125 мм рабочий ток 5 кА, блокируемое напряжение 6 кВ)

Параметры современных высоковольтных тиристоров очень велики. Так, тиристор с кремниевой структурой диаметром 125 мм имеет средний рабочий ток более 5 кА при рабочем напряжении 6 кВ. Основные области применения — сверхмощные преобразователи в линиях электропередач (ЛЭП) постоянного тока, вставки постоянного тока между энергосистемами, статические компенсаторы реактивной мощности в ЛЭП переменного тока и другие мощные устройства. В качестве примера на рис. 3 показана вставка постоянного тока на напряжение 250 кВ и мощность 300 МВт между энергосистемами в Японии; более мощная вставка (400 кВ, 1400 МВт), расположенная у нас под Выборгом, уже почти двадцать лет бесперебойно передает энергию в энергосистемы Финляндии. На рис. 4 показан тиристорный блок (235 кВ, 800 А), разработанный для ЛЭП ПТ Экибастуз–Центр (1,5 млн В, 6000 МВт, 2500 км).

Рис. 3. Тиристорная вставка постоянного тока между энергосистемами (напряжение 250 кВ, мощность 300 МВт)

Рис. 4. Тиристорный блок для ЛЭП ПТ Экибастуз–Центр (6000 МВт, 1,5 МВ, 2500 км). Рабочее напряжение 235 кВ, ток 800 А

В области мощностей в единицы и десятки мегаватт доминирующим прибором является запираемый тиристор —ЗТ (рис. 5). Катодный n+p

-эмиттер этого прибора состоит из нескольких тысяч полос, полуширина которых примерно равна ширине области первоначального включения (рис. 5б). При такой геометрии выключающий импульс управляющего тока воздействует на всю включенную область эмиттерной полоски, прерывая инжекцию электронов и приводя тем самым к выключению прибора. При этом совершенно необходимо обеспечить строгую синхронность выключения всех эмиттерных полос, поскольку рассогласование приводит к локализации тока и разрушению прибора. В современных ЗТ эта проблема решается путем так называемого «жесткого» выключения: выключающий импульс тока имеет амплитуду, сравнимую с силовым током, и время нарастания в доли микросекунды. Конструкция мощной малоиндуктивной системы для такого выключения приведена на рис. 5в. Данная конструкция ЗТ с интегрированной системой управления сейчас является основной; она получила название Integrated Gate Commutated Thyristor (IGCT). В настоящее время самым мощным в мире является ЗТ фирмы АВВ на кремнии диаметром 140 мм — выключаемый ток 6000 А, рабочее напряжение 6 кВ.

Рис. 5. Запираемый тиристор (GTO). Запираемый ток до 6 кА, блокируемое напряжение до 6 кВ, кремний Ø 140 мм

В диапазоне мощностей ниже единиц мегаватт и частот от десятков герц до десятков килогерц, где потребляется основное количество электроэнергии, доминирующий прибор — это биполярно-полевой транзистор (Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT). Он представляет собой силовую интегральную схему, ее элементарная ячейка состоит из высоковольтного биполярного транзистора, в цепь управления которой включен полевой транзистор. Характерный размер ячейки 10–15 мкм, и на стандартном чипе площадью ∼1 см2 размещается несколько сотен тысяч параллельно работающих ячеек. Конструкция элементарной ячейки показана на рис. 6. Она состоит из высоковольтного p+N+N–p+

-биполярного транзистора и
N+pN–
полевого транзистора с инверсионным каналом. При подаче положительного смещения на поликремниевый затвор полевого транзистора формирующийся в
р
-слое инверсный
n
-канал замыкает
N+
-исток с
N–
-слоем. Электронный ток, протекающий в этой цепи, является током управления
p+N+N–p+
-биполярного транзистора, через который протекает силовой ток. Для выключения к затвору прикладывается отрицательное смещение, что приводит к быстрому исчезновению инверсного канала и обрыву базового тока биполярного транзистора, который выходит из насыщения и выключается. Принципиальными достоинствами IGBT являются малая потребляемая мощность в цепи управления для включения и выключения, а также высокое быстродействие. Недостатками — повышенное (по сравнению с ЗТ) остаточное напряжение во включенном состоянии, сложность сборки чипов в корпус, а также высокая сложность технологии изготовления самих чипов.

Рис. 6. Биполярный транзистор с изолированным затвором (БТИЗ, IGBT)

Современный уровень микроэлектронных технологий позволяет производить IGBT-чипы площадью ∼1см2 с приемлемым выходом годных; рабочий ток такого чипа ∼50–70 A. Параллельное соединение чипов производится достаточно просто, и поэтому IGBT-модули на ток до нескольких килоампер являются в общем рядовой продукцией.

Самый массовый сектор мирового рынка силовой электроники — преобразователи в диапазоне напряжений 0,6–1,7 кВ — сейчас полностью базируется на IGBT. Следующий диапазон напряжений — до 3,3 кВ — в настоящее время интенсивно осваивается ведущими фирмами. В диапазоне напряжений 4,5–6,5 кВ, характерном для мегаваттных систем, IGBT пока проигрывают запираемым тиристорам.

Преобразователи малой мощности сегодня базируются в основном на мощных полевых транзисторах (МОПТ, MOSFET). Такой транзистор тоже представляет собой силовую интегральную схему, состоящую из сотен тысяч транзисторных ячеек. Рабочее напряжение мощных ПТ обычно не превышает 500 В; рабочий ток — от единиц до сотен ампер, а диапазон частот — до сотен мегагерц.

В СССР силовое полупроводниковое приборостроение как отрасль электротехнической промышленности было создано в 1960–70-е годы в результате совместной работы ФТИ им. Иоффе РАН, (Саранск) и ВЭИ им. Ленина (Москва). Основные приборы того времени — силовые диоды и тиристоры — по параметрам соответствовали мировому уровню, их стоимость — во многом благодаря эффективной технологии — была примерно втрое ниже мировой, а объем производства на пяти специализированных заводах полностью обеспечивал потребности всех отраслей промышленности. В середине 1970 годов началось отставание отрасли от мирового уровня, которое стало катастрофическим в 1990-х, когда в мировой силовой электронике произошли революционные изменения, связанные с началом массового производства мощных полевых и биполярно-полевых транзисторов. В силу известных обстоятельств российская промышленность не могла принимать никакого участия в этом процессе. В результате сейчас в России нет собственного производства самых массовых приборов силовой электроники. В 2004 году структура российского рынка силовых полупроводниковых приборов с общим объемом около 2 млрд руб. выглядела так: приборы 1-й группы (тиристоры и диоды) — 44% (собственное производство и экспорт), приборы 2-й группы (IGBT, MOSFET) — 56% (только импорт). Таким образом, сейчас Россия ежегодно тратит более миллиарда рублей на импорт, в основном IGBT, и, согласно прогнозу, в 2012 г. будет тратить более 6 млрд руб. Такая зависимость от импорта опасна не только экономически, но и стратегически.

Вообще говоря, маломасштабное сборочное производство IGBT на базе импортных чипов в России уже имеется. Также были предприняты попытки создать собственное производство чипов на диапазон напряжений 600–1700 В для наиболее массовых преобразовательных устройств, но конкуренция в этом диапазоне со стороны зарубежных фирм оказалась слишком высокой, а следующие диапазоны напряжений — до 3 кВ и 4,5–6,5 кВ — слишком сложными технически. Сейчас во ФТИ им. Иоффе совместно с АО «Светлана-Полупроводники» ведутся работы по созданию прибора, альтернативного IGBT и предназначенного для диапазона 2,5–6,5 кВ. Прибор представляет собой чип микротиристоров, управляемый одним внешним полевым транзистором с малым сопротивлением канала. Такое разделение биполярной и полевой компонент резко упрощает технологию и в то же время позволяет получить статические характеристики, существенно лучшие, чем у IGBT. Работа находится в начальной стадии, но первые результаты обнадеживают. Конструкция элементарной ячейки и чипа микротиристоров показана на рис. 7.

Рис. 9. Динистор с быстрой ионизацией (FID) а) процесс формирования ионизационных фронтов у коллектора динисторной структуры и заполнения плазмой базовых слоев б) импульсный генератор для газовых лазеров (напряжение 15 кВ, ток 1 кА, фронт 3 нс, частота 100 Гц) в) импульсный генератор для мощных ЭМ излучателей (напряжение 40 кВ, пик. мощн. 70 МВт, фронт 140 пс, частота 100 Гц)

Такие же процессы протекают в более сложных, тиристорных структурах. На рис. 9а показан процесс формирования ионизационных фронтов у коллектора динисторной структуры и заполнения плазмой базовых слоев. После субнаносекундного переключения динистор поддерживается во включенном состоянии обычным тиристорным механизмом. Этот прибор, названный динистором с быстрой ионизацией (FID), сейчас является самым эффективным нано- и субнаносекундным переключателем, на основе которого выпускаются и экспортируются практически во все развитые страны мощные генераторы импульсов для многих отраслей науки и техники. На рис. 9б показан типичный генератор для питания азотного лазера, а внизу — мощный генератор субнаносекундных импульсов с пиковой мощностью 70 МВт. На основе таких генераторов в Институте теплофизики экстремальных состояний построены, например. фазированные решетки сверхмощных электромагнитных излучателей с пиковой мощностью порядка сотен мегаватт и более. Подобные системы сегодня могут быть созданы лишь в России, поскольку только здесь есть соответствующая элементная база.

Недавно выполненное численное моделирование показало, что в определенных условиях может быть сформирован фронт нового типа с гораздо большей скоростью перемещения, чем обычный ударно-ионизационный фронт. Оказалось, что если к обратносмещенному кремниевому диоду без глубоких центров в n

-базе приложить еще более быстро (∼10 кВ/нс) нарастающий импульс перенапряжения, то ударная ионизация не развивается до тех пор, пока напряженность поля у
pn
-перехода не превысит порог туннельной ионизации (∼106 В/см). Появляющиеся после этого свободные электроны оказываются в области сверхсильного поля и инициируют интенсивный ударно-ионизационный процесс, сопровождающийся появлением электронно-дырочной плазмы высокой концентрации и перемещением туннельно-ударно-ионизационного фронта со скоростью на порядок большей, чем у обычных ударно-ионизационных фронтов. Как видно из рис. 10, переключатель, созданный на основе данного явления, должен иметь уникальные характеристики: кремниевый диод с толщиной базы 100 мкм и площадью 2⋅10–3 см2 формирует в нагрузке импульс тока в 200 А с напряжением 8 кВ и временем нарастания 20 пс, причем скорость движения ионизационного фронта в конце процесса лишь на порядок меньше скорости света.

Рис. 11. Наносекундные генераторы на основе SOS-диодов а)напряжение 1 МВ, ток 1 кА, длительность 30 нс, частота 300 Гц; б)напряжение 400 кВ, ток 1,5 кА, длительность 30 нс, частота 300 Гц

В качестве примера на рис. 11 показаны два мощных SOS-генератора, выпускаемые в ИЭФ УрО РАН; мощность в импульсе более гигаватта при напряжении 1 МВ.

Микросекундная коммутация очень больших, в сотни тысяч и даже миллионы ампер, токов полупроводниковыми приборами стала возможной после создания во ФТИ РАН реверсивно включаемого динистора, РВД. Это прибор тиристорного типа, полупроводниковая структура которого состоит из нескольких десятков тысяч чередующихся тиристорных и транзисторных секций с общим коллектором (рис. 12а). Для включения прибора полярность внешнего напряжения изменяется на короткое время (доли микросекунды), и через транзисторные секции проходит короткий импульс тока. Электронно-дырочная плазма инжектируется в n

-базу, создавая тонкий плазменный слой по всей плоскости коллектора. Насыщающийся реактор L разделяет на это время силовую и управляющую цепи. Через доли микросекунды реактор насыщается и к прибору прикладывается напряжение первоначальной полярности. Внешнее поле вытягивает дырки из плазменного слоя в
р
-базу, вызывая инжекцию электронов
n+
-эмиттером и переключение прибора однородно и одновременно по всей площади, практически независимо от ее величины. Такой характер включения позволяет коммутировать очень большие токи с большой скоростью нарастания. Типичная осциллограмма коммутации показана на рис. 12б: РВД с диаметром кремния 76 мм после прохождения импульса накачки коммутирует ток в 200 кА со скоростью нарастания 50 кА/мкс. В принципе, РВД на доступном сейчас диаметре кремния 140 мм будет коммутировать ток около 1 млн А. Ограничивающим процессом является тепловое шнурование: когда концентрация термогенерируемых носителей приближается к концентрации инжектированной плазмы, происходит локализация тока и разрушение прибора. Типичные конструкции РВД-ключей приведены на рис. 12в, г.

Рис. 13. Карбид кремния, SiC а) объемные кристаллы SiC (сублимационный метод выращивания) б) пластина SiC, отполированная с двух сторон

В 1980-х годах СССР лидировал в области SiC-технологий, но затем в связи с известными событиями финансирование этих работ прекратилось, и созданные технологии ушли за рубеж вместе с эмигрантами. В США при широкой государственной поддержке началось очень быстрое развитие SiC-технологий, которое сейчас продолжается с нарастающими темпами. И если сегодня не принять решительных мер, наше отставание скоро станет безнадежным. До недавнего времени именно такой ход событий представлялся неизбежным, однако теперь появились некоторые надежды. В Республике Мордовия, где расположен крупный завод, выпускающий около 80% российских силовых полупроводниковых приборов, начались работы по созданию SiC-индустрии. Из республиканского бюджета были выделены средства для организации Научно-производственного комплекса широкозонных материалов с филиалом в Санкт-Петербурге.

В течение нескольких лет планируется организовать небольшое производство с полным циклом: SiC-монокристаллы, пластины, epi-пленки и приборы на их основе.

Компания MEAN WELL выпустила две новые серии преобразователей AC/DC: AS-120P (адаптер 120 Вт) и ASP-150 (150-Вт импульсный источ ник питания в открытом исполнении, который отличается от источников серии AS-120P отсутствием пластикового корпуса). Данные серии отличаются низким энергопотреблением без нагрузки и активной функцией коррекции мощности. Благодаря современной технологии ZCS/ZVS источники данных серий имеют КПД более 90% и могут обеспечить мощность 120/150 Вт даже при конвекционном охлаждении.

Серия AS-120P оборудована стандартным трехполюсным входом и может комплектоваться входными и выходными разъемами по заказу конечного пользователя (дополнительная оплата может взиматься только при заказе нестандартных разъемов). Обладая защитами от короткого замыкания, перегрузки, превышения напряжения, перегрева и закрытым корпусом, AS-120P подходит для питания ЖК-телевизоров и мониторов, ноутбуков и т. д. Серия ASP-150 предназначена, в основном, для промышленного использования. Благодаря низкому профилю 28,5 мм источники данной серии могут успешно применяться в условиях ограниченного пространства и устанавливаться в слоты 1U.

Основные технические характеристики:

• универсальный вход;
• функция коррекции мощности;
• защиты: короткое замыкание, перегрузка, превышение напряжения, перегрев;
• конвекционное охлаждение;
• технологии ZCS/ZVS для уменьшения рассеивания энергии;
• высокая удельная плотность: 5 Вт/дюйм3 (AS-120P); 8,8 Вт/дюйм3 (ASP-150);
• потребление без нагрузки < 0,75 Вт при 240 В (< 1 Вт для ASP-150);
• размеры (Ш×В×Г): 167×67×35мм (AS-120P), 169×60,7×28,5 мм (ASP-150).

Комплекс алгоритмов управления статическим преобразователем напряжения

Предлагаемый комплекс алгоритмов управления полностью подтверждает выполнение функциональных требований. Алгоритм управления первым звеном, основанный на пропорциональном позиционном регуляторе, показан на рис. 5.

Рис. 5. Алгоритм управления на основе позиционного пропорционального регулятора

Алгоритм динамического регулирования выходного тока (рис. 6) раскрывает дополнительные функциональные возможности:

• динамическое выравнивание выходного тока при параллельном включении;
• динамическое регулирование выходного тока при его неаварийном изменении.

Рис. 6. Алгоритм динамического регулирования выходного тока

За основу принята суперпозиция двух возможных вариантов динамического изменения выходного тока: путем изменения или величины промежуточного постоянного напряжения, или коэффициента регулирования kр . Функциональный алгоритм регулирования выходного тока посредством изменения величины промежуточного постоянного напряжения, подготовленный под оболочкой Capture, представлен на рис. 7а.

Рис. 7. Функциональный алгоритм регулирования выходного тока путем изменения

Функциональный алгоритм регулирования выходного тока путем изменения коэффициента регулирования kр , подготовленный под оболочкой Capture, представлен на рис. 7б.

На

На

Алгоритм управления вторым звеном на базе самонастраивающейся системы, основанный на синусоидальной широтно-им-пульсной модуляции, приведен на рис. 10. В этом алгоритме применен метод стабилизации выходного напряжения (с функцией корректора формы выходного напряжения), когда для каждой точки дискретизации периода измеряют выходное напряжение в этой точке. Используя данные по выходному напряжению, можно вычислить значение длительности ШИМ-сигнала для следующего кванта времени.

Рис. 10. Алгоритм управления самонастраивающейся системы на основе синусоидальной широтно-импульсной модуляции

Описание работы комплекса алгоритмов управления в режиме коррекции формы выходного напряжения

Рассмотрим работу представленной схемы на емкостной выпрямитель (

Некорректированное выходное напряжение схемы при работе на емкостной выпрямитель (рис. 12).

Рис. 12. Эпюры выходного напряжения, напряжения ШИМ-сигнала и выходного тока схемы при работе на емкостной выпрямитель

На рисунке видно, что, несмотря на правильную форму ШИМ-сигнала, форма выходного низкочастотного сигнала искажена. Это позволяет построить концепцию коррекции формы выходного напряжения на основе изменения ШИМ-сигнала пропорционально отличию реального сигнала относительно идеального. В алгоритме управления использован метод стабилизации выходного напряжения (с функцией корректора формы выходного напряжения), когда для каждой точки дискретизации периода измеряют выходное напряжение в этой точке [3].

Представленные результаты доказывают жизнеспособность предложенных методов.

Использование комплекса алгоритмов управления для предотвращения насыщения выходного силового трансформатора

Представленный комплекс алгоритмов позволяет предотвратить насыщение сердечника выходного силового трансформатора. Действительно, сердечник рассчитывается так, чтобы не войти в область насыщения при номинальном значении выходного напряжения с запасом, необходимым не только для коррекции формы выходного напряжения, но и для предотвращения аварийных ситуаций, вызванных различными факторами, например, технологическими разбросами свойств материалов.

В качестве примера рассмотрим часто встречающуюся схему мостового инвертора напряжения с выходным силовым трансформатором, приведенную на

Смоделированная под оболочкой Capture в среде OrCAD 9.2 система управления формирует выходное напряжение, представленное на рис. 14, посредством ШИМ-сигнала, изображенного на рис. 15.

Рис.14. Выходное напряжение моделируемой схемы

Рис. 15. Управляющий ШИМ-сигнал моделируемой схемы

Эти рисунки иллюстрируют работу схемы в однозначно заданных условиях. В реальных условиях существует множество дестабилизирующих факторов, поэтому алгоритм работы инвертора направлен на компенсацию их влияния. Однако следует помнить: в рамках выполнения основного алгоритма работы существует вероятность достижения насыщения силового трансформатора (рис. 16), что может привести к аварийным последствиям.

Рис. 16. Кривая намагниченности магнитного сердечника силового трансформатора

Дополнив основной алгоритм работы несложным защитным алгоритмом (рис. 17) и используя незначительные свободные ресурсы системы управления, мы сможем избежать нежелательных последствий.

Рис. 17. Алгоритм управления для предотвращения насыщения выходного силового трансформатора

Логика работы представленного алгоритма основана на принципе самосохранения и предусматривает прекращение выполнения основного функционального раздела алгоритма (в данном случае, возможно, коррекции формы выходного напряжения), чтобы предотвратить выход из строя всей системы. Но дополнительный алгоритм не отключает систему, а несколько снижает качество выходного сигнала для сохранения ее работоспособности. Другими словами, здесь используется один из принципов, присущих интеллекту, — принцип самосохранения.

Реально это означает, что при наступлении критического случая система управления прекращает корректировать форму выходного напряжения и удерживает работу статического преобразователя напряжения в граничном состоянии, несмотря на искажения формы выходного напряжения. Рассматриваемый случай предотвращает аварийный выход из строя выходных ключей и сохраняется до изменения условий функционирования системы.

Активные фильтры гармоник

Активные фильтры гармоник (АФГ) предназначены для обеспечения синусоидальной формы тока, потребляемого от первичного источника при нелинейной нагрузке [3, 7]. Таковой нагрузкой может быть преобразователь с неуправляемым или управляемым выпрямителем. АФГ анализирует гармонический состав тока на входе преобразователя и генерирует в точке его подключения высшие гармоники тока в противофазе с высшими гармониками входного тока преобразователя. В результате высшие гармоники компенсируются (нейтрализуются) и ток в общей цепи (потребляемый от источника) сохраняет синусоидальную форму (рис.3). Конфигурация силовой цепи АФГ подобна ШИМ — выпрямителю, однако алгоритм его управления отличен. Это определяется необходимостью генерирования только высокочастотных составляющих тока для компенсации реактивной мощности и мощности искажения тока в нелинейной цепи.

Рис.3 Структурная схема системы ДПЭ с АФГБ.

На рисунке 4 приведена схема силового каскада одного плеча трехфазного АФГ, имеющая подключение средней точки емкостной цепи С2, С3 к нейтральному проводу источника. Такая структура позволяет компенсировать высшие гармоники тока при несимметричной трехфазной системе. Управление IGBT — транзисторами осуществляется по определенному алгоритму в результате мониторинга токов нагрузки и цепи компенсации. Анализ токов происходит с дискретностью 256 измерений за период основной гармоники [10]. Вычисления производятся DSP — контроллером в течение каждого периода и затем сформированный сигнал коррекции воздействует на систему управления ШИМ транзисторов инвертора. Таким образом, процесс управления происходит с задержкой на один период основной частоты, что может создавать проблемы при динамических режимах.

Рис.4 Силовая цепь одного плеча АФГ 1. Блок распознавания высших гармоник, 2. Блок формирования сигналов управления, 3. Драйвер IGBT -транзисторов.

Особенностью АФГ является то, что от него не требуется выдавать активную мощность для компенсации высших гармоник. Значения емкости цепи постоянного тока и индуктивности входного фильтра выбираются исходя из существующих реактивной мощности и мощности искажения высших гармоник, которые должны быть скомпенсированы. Входной фильтр АФГ содержит относительно большую индуктивность L1 для преобразования напряжения на выходе инвертора в токовую последовательность компенсации высших гармоник. Емкость С1 и индуктивность L2 предназначены для сглаживания пульсаций на высоких частотах. Желаемая форма тока получается за счет определенного закона управления IGBT — транзисторами инвертора. Чем выше порядок компенсируемой гармоники тока, тем выше должно быть значение. Чем выше значение индуктивности L1, тем лучше изоляция от первичного источника силовой цепи АФГ и лучше защита от переходных возмущений, но тем труднее обеспечить высокие значения . Таким образом, индуктивность входного фильтра ограничивает возможности АФГ компенсировать гармоники высшего порядка.

АФГ является адаптивным устройством подавления высших гармоник, получивший также название активного кондиционера гармоник [33].

Вопросам стратегии управления, топологии АФГ, выбора токового диапазона, частоты переключения силовых транзисторов и т.д. посвящено значительное количество публикаций [7, 10, 29, 33-39]. Тем не менее, не исследовано влияние величины индуктивностей входного фильтра и емкости в силовой структуре АФГ на статические и динамические характеристики системы. Остаются не решенными вопросы оптимального алгоритма управления силовыми транзисторами АФГ и т.д.

Выбор элементной базы, конструктивные особенности унифицированной ячейки и краткий анализ

Наиболее критичными элементами нашей схемы являются силовые ключи. Это вызвано выбранной нами частотой преобразования 40 кГц.

Исходя из этого, выбираем IGBT биполярные транзисторы Power MOS 7 компании Advanced Power Technology [1].

Как показывает наш опыт работы в области микроэлектроники, представленные технологические особенности эффективно действуют в указанных направлениях, что подтверждает отнюдь не декларативный характер заявленных электрических параметров.

Приведенная информация указывает на полное соответствие параметров IGBT биполярных транзисторов с требованиями, предъявляемыми к ним в разработанной схеме.

Выбранные алгоритмы и параметры системы управления, а также функциональные задачи, поставленные перед системой, заставляют нас использовать в системе управления контроллер с цифровым сигнальным процессором. С точки зрения поставленных задач, а именно — управление формой выходного напряжения за каждый квант ШИМ, измерение тока каждого ключа с целью динамического выравнивания токов параллельно включенных субблоков и работа IGBT биполяряных транзисторов на частоте 40 кГц, DSP обладают подавляющим преимуществом.

Наиболее часто в системах управления вторичными источниками питания используются цифровые сигнальные процессоры серии TMS320 фирмы Texas Instrument. DSP серии TMS320 отличаются высокой производительностью и большим количеством периферийных устройств, крайне необходимых при построении систем управления статическими преобразователями напряжения.

Однако в последнее время появились микропроцессоры с аналогичными характеристиками, но более дешевые в эксплуатации.

Размеры ячейки обусловлены предъявляемыми ограничениями по габаритам в плане (600×600 мм) и по высоте (600 мм).

То есть, если ячейка впишется в размер 19″×19″ = (482,6×482,6 мм), мы выполним первое требование и требования международной унификации. Исходя из второго требования и габаритных размеров силовых элементов, высота ячейки не должна превышать 150 мм.

Выбранные схемотехнические решения и элементная база позволяют нам вписаться в указанные габариты.

Конструктивно ячейка строится классическим образом: на передней панели расположены плата дискретного ввода/вывода, микроконтроллер и элементы сигнальной коммутации; сзади — радиатор с мощными тепловыделяющими элементами и элементы мощной коммутации; между ними плата с остальными элементами схемы. Такая компоновка, как показывает практика, помогает решить тепловые проблемы. Кроме этого, моделирование электромагнитных процессов на этапе конструкторской разработки позволит решить многие вопросы электромагнитной совместимости. После моделирования фирма SEMIKRON снизила уровень паразитных электромагнитных излучений в своих интеллектуальных модулях в 2 раза [6].

А теперь рассмотрим удельную мощность — один из показателей современных преобразователей напряжения силовой электроники, наглядно характеризующий качество изделия. Предельно допустимая мощность нашего преобразователя напряжения — 4000 Вт. Объем блока равен 4,826×4,826×1,5 = 34,94 дм3. Удельная мощность нашего двухкаскадного многофункционального преобразователя напряжения равна 4000/34,94 = 114,5 (Вт/дм3), что весьма неплохо по современным меркам даже для однокаскадного преобразователя напряжения. Кроме того, существует возможность в 2 раза нарастить мощность, сохранив те же размеры.

Рассмотрев полученные результаты, можно утверждать, что разработанный эскизный проект является основой семейства статических преобразователей напряжения нового поколения. Данное решение не только отвечает поставленным задачам, но и позволяет значительно расширить зону его использования.

Обобщение полученных результатов и используемых методов

Представленный вариант является одним из множества возможных. Но хотелось бы выделить некоторые закономерности, выявленные в процессе работы, и сделать обобщения:

1. Все большее распространение в системах управления как общей, так и силовой электроники находят цифровые, в частности микропроцессорные устройства.
2. Это позволяет создавать ряд функционально разнообразных устройств, используя однообразную оптимальную схемотехнику.
3. Разнообразие выполняемых функций и параметров все в большей степени определяется используемыми алгоритмами и программными средствами.
4. Алгоритмизация управления позволяет не только добиться новых функциональных возможностей, но и сделать процесс управления наглядным, логичным, простым и надежным.
5. Предлагаемая методика находится в русле развития электроники в целом.

В заключение хотелось бы отметить, что рассмотренная методика может быть распространена не только на другие виды источников питания, но и на другие виды силовой электроники, в частности, на управление приводами.

Литература

1. Щукина И., Некрасов М. Новая технология PT IGBT против мощных полевых МОП транзисторов // Силовая Электроника. 2004. № 1.
2. Однокаскадный корректор коэффициента мощности // Схемотехника. 2001. № 10.
3. Темирев А. П., Федоров А. Е., Маснюк С. И., Юрин А. В. Алгоритм формирования синусоидального напряжения для систем бесперебойного питания // Электропитание. 2003. Вып. 5.
4. Силкин В. А. Вариант построения статических преобразователей напряжения // Компоненты и технологии. 2004. № 8.
5. Силкин В. А. Пример создания комплекса алгоритмов управления высококачественными статическими преобразователями напряжения // Компоненты и технологии. 2004. № 9.
6. Силкин В. А. Оптимизация электромагнитной совместимости на основе 3D-отображения и классической теории цепей с распределенными параметрами // Компоненты и технологии. 2005. № 2.
7. Силкин В. А. «Интеллектуализация» электронных устройств // Компоненты и технологии. 2005. № 3.
8. Силкин В. А. Эскизный проект системы статических преобразователей напряжения // Современная электроника. 2005. № 3.

Литература

1. Климов В.П. Источники бесперебойного питания серии ДПК средней мощности, Электрическое питание, №2, 2006.
2. В.Климов, А.Москалев Трехфазные источники бесперебойного питания: схемотехника и технические характеристики, Электронные компоненты, №8, 2005.
3. Климов В.П., Москалев А.Д. Способы подавления гармоник в системах электропитания, Практическая силовая электроника, №6, 2003.
4. Разработка и производство силовой электроники, Каталог продукции и применений, Корпорация Триол, 2002.
5. В.Климов, С.Климова Энергетические показатели источников бесперебойного питания переменного тока, Электронные компоненты, №4, 2004.
6. Воробьев А.Ю. Влияние ИБП на систему электроснабжения, Вестник связи, №7, 2006.
7. Агунов А.В. Статический компенсатор неактивных составляющих мощности с полной компенсацией гармонических составляющих тока нагрузки, Электротехника, №2, 2003.
8. И.М.Чиженко, В.С.Руденко, В.И.Сенько Основы преобразовательной техники, М., Высшая школа, 1974.
9. P.W. Wheeler и др. Электромеханический привод с преобразователем <�матричного типа и электрической машиной с постоянными магнитами в приводе руля направления самолета, Силовая Электроника, №4, 2006.
10. Mark McGranagham Active Filter Design and Specification for Control of Harmonics in Industrial and Commercial Facilities, Electrotek Concepts, Inc. Knoxville TN, USA, 2000.
11. J.W. Dixon, J.M. Contardo, L.A. Moran A Fuzzy-controlled Active Front-end Rectifier with Current Harmonic Filtering Characteristics and Minimum Sensing Variables, IEEE Trans. On Power Electronics, vol.14, no.4, 1999.
12. T.Kataoka, Y. Fuse, D. Nakajima, S. Nishikata A three-phases Voltage-type PWM Rectifier with the Function of an Active Power Filter, Proc. Power Electronics and Variable Speed Drives, 2000.
13. T. Tomas, K. Haddad, G. Joos, A. Jaafari Design and Performance of Active Power filters, IEEE Industry Application Magazine, vol.4, no.5, 1998.
14. W. McGrady, M.J. Samotryi, A.H. Noyola Survey of Active Power Line Conditioning Methodologies, IEEE Trans. On Power Delivery, vol.5, 1990.
15. S. Kwak, H.A. Toliyat A matrix Converter for Fault Tolerant Strategies and two-phases Machine Drives, Proc. IEEE IECON’02, vol.1, 2002.
16. R. Ribeiro, C. Jacobina, E. Silva, A. Lima Fault-tolerant Voltage-fed PWM Inverter AC Motor Drive Systems, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.51, no.2, 2004.
17. A. Alesina, M. Venturini Analysis and Design of Optimum- amplitude Nine -switch Direct AC-AC Converters, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.4, no.1, 1989.
18. L.Zhang, C. Watthanasarn, W. Shepherd Control of AC-AC Matrix Converters for Unbalanced and/or Destored Supply Voltage, Proc. IEEE PESC’01, vol.2, 2001.
19. Casadei D., Serra G., Tani A., Zarri L. Matrix Converter Modulation Strategies: A New General Approach Based on Space- Vector Representation of the Switch State, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.49, no.2, 2002.
20. Wheeler P.W., Rodriguer J., Clare J.C., Empringham L., Weinstein A. Matrix Converters: A Technology Review, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.49, no.2, 2002.
21. L. Huber, D. Borojevic Space Vector Modulated Three-phases to Three-phases Matrix Converter with Input Power Factor Correction, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.31, no.6, 1995.
22. O. Simon, J. Mahlein, M,N. Muenzer, M. Bruckmann Modern Solutions for Industrial Matrix-converter Applications, IEEE Trans. on Industrial Electronics. Vol.49, no.2, 2002.
23. J.R. Fu, T.A. Lipo Disturbance-free Operation of a Multiphase Current-regulated Motor Drive with an Open Phase, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.3, no.5, 1994.
24. S. Bolognani, M. Zordan, M. Zigliotto Experimental Fault-tolerant Control of a PMSM Drive, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.47, no.5, 2000.
25. Tian-Hua Liu, Che-Kai Hung, Der-Fa Chen A Matrix Converter — Fed Sensorless PMSM Drive System, Electric Power Components and Systems, vol.33, no.8, 2005.
26. S. Bernet, S. Ponnaluri, R. Teichmann Design and Loss Comparison of Matrix Converters and Voltage-source Converters for Modern AC Drives, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.49, no.2, 2002.
27. Kyo-Beum Lee, Frede Blaabjerg Reduced Order Extended Luenberger Observer Based Sensorless Vector Control Driven by Matrix Converter with Non-linearity Compensation, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.53, no.1, 2006.
28. A. Arias, C.A. Silva, G.M. Asher, J.C. Clare, P.W. Wheeler Use of a Matrix Converter to Enhance the Sensorless Control of a Surface Mount Permanent Magnet AC Motor at Zero and Low frequency, IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol.53, no.2, 2006.
29. S. Bhattacharya, T.M. Frank, D.M. Divan, B. Banerjee Active Filter System Implementation, IEEE Industry Applications Magazine, vol.4, no.5, 1998.
30. A.M. Trzynadlowski, N. Patriciu, F. Blaabjerg, J.K. Pederson A Hybrid, Current-source/Voltage-source Power Inverter Circuit, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.16, no.6, 2001.
31. F. Blaabjerg, U. Jaeger, S.M. Nielsen, J.K. Pederson Power Losses in PWM-VSI Inverter Using NPT or PT IGBT Devices, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.10, no.3, 1995.
32. S.Kwak, H.A. Toliyat A Hybrid Converter System for High Performance Large Induction Motor Drives, IEEE Proc. APEC’04, vol.1, 2004.
33. R.M. Duke, S.D. Round The Steady-state Performance of a Controlled Current Active Filter, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.8, no.3, 1993.
34. V.B. Bhavaraju, P.n. Enjeti Analysis and Design of an Active Power Filter for Balancing Unbalanced Loads, vol.8, no.4, 1993.
35. Fang-Zhang Peng, H. Akagi, A. Nabae A Study of Active Power Filters Using Quad-series Voltage Source PWM Converters for Harmonic Compensation, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.5, no.1, 1990.
36. S.Bernard, G. Trochain Second Generation of High Power Active Harmonic Conditioner Based on the Current Injection Principle, MGE UPS Systems, MGE0121UKI-98, 1998.
37. S.Bernard, G. Trochain Compensation of Harmonic Currents Generated by Computers Utilizing an Innovative Active Harmonic Conditioner, MGE UPS Systems, MGE0128UKI-2000, 2000.
38. G.W. Massey Power Distribution System Design for Operation under Non sinusoidal Load Conditions, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.31, no.3, 1995.
39. S.Fukuda, T. Endoh Control Method for a Combined Active Filter System Employing a Current Source Converter, IEEE Trans. on Industry Applications, vol.31, no.3, 1995.
40. Switch Mode Inverter. The Smart AC Power Solution, CE+T, www.cet.be
41. Multi DIALOG MDT & MDT-AF, www.advancedpower.co.uk