Как работает усилитель класса АВ (Push Pull) 19.02.2021 19:52
Класс АВ — это тот тип усилителей, который до недавнего времени применялся в Hi-Fi-аппаратуре в разы чаще, чем любой другой. Сейчас над ним уже нависла угрожающая тень усилителей класса D, занимающих все большую долю рынка Hi-Fi, но пока модели класса АВ по-прежнему в большинстве и сдаваться так легко они не собираются. В классе АВ могут работать как ламповые, так и транзисторные схемы, но если говорить об абсолютном большинстве класс АВ ассоциируется скорее с эпохой транзисторного Hi-Fi.
Принцип работы
Из самого обозначения класса АВ нетрудно сделать вывод, что данный режим является гибридом класса А и класса В. Как работают усилители класса А, мы уже разобрались, а с классом В ознакомиться не успели, поэтому начнем с него. И для начала вспомним логику, которой руководствовался создатель усилителя класса А. Для того, чтобы получить возможность воспроизводить и положительную, и отрицательную полуволну с помощью одного активного элемента, он применил смещение средней точки (тока покоя) в середину рабочей зоны лампы.
Создатели усилителей класса В рассуждали по-другому: «Если одна лампа или один транзистор с нулевым смещением способен воспроизвести только одну полуволну сигнала, почему бы не добавить в схему еще один активный элемент, разместив его зеркально, чтобы воспроизводить другую полуволну?».
Это вполне логично, ведь при таком раскладе оба транзистора работают с нулевым смещением. Пока на входе усилителя присутствует положительная полуволна — работает один транзистор, а когда приходит время воспроизводить отрицательную полуволну, первый транзистор полностью закрывается и вместо него в работу включается второй. В английском варианте этот принцип действия получил название push-pull или, говоря по-русски, «тяни-толкай», что в общем-то очень хорошо описывает происходящее.
Если сравнивать класс В с классом А, наиболее очевидным преимуществом является то, что в классе В на каждую волну приходится полный рабочий диапазон транзистора (или лампы), в то время как в классе А обе полуволны воспроизводятся одним активным элементом. Это значит, что усилитель класса В будет вдвое мощнее усилителя класса А, собранного на таких же транзисторах.
Второй, чуть менее очевидный, но очень важный плюс класса В — нулевые токи смещения. Когда сигнал на входе равен нулю, ток, протекающий через транзисторы, тоже равен нулю, а это значит, что напрасного расхода энергии не происходит, и энергоэффективность схемы получается в разы выше, чем в классе А.
Однако из этого же факта вытекает и главный недостаток усилителя класса В. Момент включения транзистора в работу после полностью закрытого состояния сопровождается небольшой задержкой, поэтому при прохождении звуковым сигналом нулевой точки, когда один транзистор уже закрылся, второй транзистор не успевает мгновенно подхватить эстафету, и в этой самой переходной точке возникают небольшие временные задержки.
На практике это выражается в особенной нелюбви усилителя к тихой музыке, а также в плохой передаче микродинамики. И хотя история знает успешные реализации класса В, например — легендарный Quad 405, проблемы данного режима работы никуда не делись. Тот же 405-й не только радовал энергичным и мускулистым звучанием, но также имел явную склонность рисовать звуковую картину крупными мазками, масштабно, не размениваясь на мелочи.
Для того, чтобы сохранить все плюсы класса В и решить проблему переходных процессов, инженеры пошли на хитрость. Они включили оба транзистора со смещением, как это делается в классе А, но величина смещения при этом была выбрана существенно меньшая: так, чтобы покрыть лишь те моменты, когда транзистор близок к закрытию, выводя тем самым переходные процессы из рабочей зоны.
Это позволило усилителю класса АВ незаметно преодолевать нулевую точку, а также дало еще один крайне полезный эффект. При малой амплитуде сигнала, укладывающейся в пределы смещения тока покоя, подобный усилитель работает в классе А и, только когда амплитуда выходит за пределы выбранной производителем величины смещения, он переходит в режим АВ.
Различия режимов Push и Pull
В режиме Push мы вручную или скриптом запускаем процесс применения изменений на сервере (локально или удаленно). Local Configuration Manager (LCM) применяет конфигурацию интерактивно.
В режиме Pull сам агент LCM на сервере по расписанию сравнивает свою конфигурацию с конфигурацией, опубликованной в общем хранилище конфигураций. Если имеются изменения, то конфигурация копируется локально и применяется.
Плюсы и минусы обоих режимов работы вполне очевидны.
| Push | Pull | |
| + |
|
|
| – |
|
|
Установка ресурсов также немного отличается для разных режимов. Как мы помним, для использования ресурса нужно установить его локально и на сервер.
В случае использования режима Push администратор должен предварительно установить все необходимые ресурсы на управляемый сервер и на ПК, откуда конфигурация будет подана.
В режиме Pull — агент DSC на управляемом сервере может самостоятельно установить все необходимые ресурсы с Pull-сервера, задача администратора – разместить их на Pull-сервере. Однако держим в уме, что невозможно спрогнозировать применение конфигурации в режиме Pull, так как GPO не является гарантированной доставкой настроек.
Плюсы
Рассматривать достоинства и недостатки класса АВ имеет смысл на фоне двух исходных технологий. Класс АВ однозначно и существенно выигрывает у класса А по энергоэффективности. Его реальный КПД достигает 70–80%, если конечно производитель не сильно увлекся поднятием тока покоя. С точки зрения звучания класс АВ превосходит класс А в те моменты, когда сигнал достигает высокой амплитуды или требуется высокая мощность. В то же время на малых уровнях громкости класс АВ обычному классу А не уступает, по крайней мере в теории. В сравнении с классом В, класс АВ куда лучше ведет себя на малых громкостях и способен отрабатывать самые тихие и деликатные моменты в музыке, но при этом сохраняет практически ту же мощь и силу на больших динамических всплесках.
Имея большую мощность и лучшую энергоэффективность, усилители класса АВ куда менее капризны при выборе акустики. Они не нуждаются в высокой чувствительности и легче уживаются со сложными кроссоверами, используемыми в многополосных колонках. Вполне справедливо будет заявить, что подавляющее большинство пассивных акустических систем выпускаемых сегодня на рынок рассчитаны на работу со среднестатистическим транзисторным усилителем класса АВ.
Метод проектирования усилителя мощности
Усилительный тракт для устройств нелинейной локации должен обеспечивать работу в режиме, близком к линейному режиму работы усилителя, с целью минимизации возбуждения гармонических составляющих зондирующего сигнала. Также усилительный тракт должен обладать достаточной устойчивостью и температурной стабильностью для обеспечения необходимого срока службы изделия.
В работе для решения поставленной задачи предлагается взять за основу при проектировании УМ для устройств детекции нелинейных переходов топологию двухтактного Push-Pull-усилителя мощности на базе транзистора GaN.
Ключевые преимущества использования двухтактной топологии:
- линейный выходной сигнал класса А может быть получен при достижении эффективности усилителя класса В, но с использованием двух GaN-транзисторов вместо одного;
- Push-pull-топология предполагает идеальное короткое замыкание на четных гармониках основного сигнала, что позволяет значительно повысить эффективность работы УМ в применении к задачам детекции нелинейных переходов.
Однако существует проблема достижения устойчивости и эффективности УМ, выполненных по двухтактной топологии на частотах свыше 2 ГГц.
На рис. 1 представлена предложенная структурная схема УМ с использованием Push-Pull-топологии для применения в устройствах детекции нелинейных переходов.
Рис. 1. Структура УМ топологии Push-Pull
Предложенная структура содержит схемы деления/сложения сигнала с выходной разностью фаз 180° и выходными портами с импедансом 25 Ом, входные/выходные цепи согласования на 25 Ом, выходной циркулятор и фильтры низких частот по питанию затвора и стока. В разработанной методике предлагается вместо согласующих цепей на основе фильтров, которые ограничивают производительность усилителя для широкополосных применений, использовать упрощенную топологию цепей, основанную на том факте, что выходное сопротивление применяемых схем деления/сложения с выходной разностью фаз 180°, составляющее 25 Ом, близко к сопротивлению нагрузки транзистора. Использование циркулятора на выходе усилителя мощности необходимо для уменьшения влияния антенно-фидерного тракта на выходную цепь согласования усилителя мощности.
Следующим этапом с использованием нелинейной модели усилителя методом переменных нагрузок Load Pull были получены входной и выходной импедансы транзистора при выходной мощности сигнала 10 Вт (40 дБм), на основании которых были спроектированы цепи согласования.
На рис. 2 представлена базовая конфигурация при Load Pull-моделировании: тюнер источника на входе, тюнер нагрузки на выходе, Т‑образные ответвители для подвода смещения напряжения на затвор и сток.
Рис. 2. Схема Load Pull-моделирования
Симуляция согласования источника проводилась по максимальной выходной мощности в случае, когда выход устройства нагружен на 25 Ом.
Полученные значения импеданса нагрузки и источника после симуляции для частоты основного сигнала 3950 МГц:
Zsource = 1,2 – j•8,1;
Zload = 3,8 – j•0,2.
Следующим этапом была проведена электромагнитная симуляция топологии согласующих цепей с целью оценки влияния неоднородностей микрополосковых линий передачи, по результатам которой выполнена корректировка входных и выходных СЦ. Согласующие цепи спроектированы таким образом, чтобы максимально близко трансформировать 25 Ом на входе и выходе в требуемый импеданс источника и нагрузки соответственно. Также при проектировании согласующих цепей дополнительно учтена RC-цепь на входе для достижения устойчивости транзистора, что рекомендует производитель Cree.
Схема согласования приведена на рис. 3.
Рис. 3. Схема согласования каскада усиления
Схема входной цепи согласования содержит последовательно подключенные Т‑образный инжектор питания, выполненный в виде четвертьволнового отрезка микрополосковой линии и схемы преобразования импеданса из 25 Ом в комплексно-сопряженное значение импеданса источника Zsource.
Выходная цепь выполнена аналогично входной: последовательно подключены схема преобразования импеданса из комплексно-сопряженного значения импеданса нагрузки Zload и Т‑образный инжектор питания, выполненный в виде четвертьволнового отрезка микрополосковой линии.
На рис. 4 отображена разработанная схема цепи входного согласования.
Рис. 5. Схема выходной цепи согласования
На рис. 5 показана разработанная схема цепи выходного согласования.
Рис. 5. Схема выходной цепи согласования
После проведения электромагнитной симуляции была выполнена корректировка цепей согласования с целью подстройки под входное и выходное значение импеданса 25 Ом. На рис. 6 отражены значения импеданса спроектированных входных и выходных цепей согласования.
Рис. 6. Импеданс спроектированных входных и выходных цепей согласования после корректировки по результатам электромагнитной симуляции
В качестве схемы деления/сложения сигналов предлагается использовать коаксиальную линию передачи длиной λ/4 (рис. 7), чье применение позволяет снизить стоимость конечного изделия и упростить топологию УМ.
Рис. 7. Схема деления/сложения сигнала на базе коаксиальной линии λ/4 и диаграмма Смита результатов моделирования схемы [4]
На рис. 8 представлена полученная конечная топология печатной платы блока усилителя мощности после корректировок входных и выходных СЦ.
Рис. 8. Топология усилителя мощности, выполненного по топологии Push-Pull
После изготовления были проведены измерения характеристик УМ, выполненного по топологии Push-Pull.
В таблице приведены сравнительные характеристики, измеренные для УМ топологии Push-Pull и для классического УМ класса А.
Минусы
Объективные минусы у класса АВ можно разглядеть только на фоне еще более совершенных с технической точки зрения классов G, H или D, о которых мы расскажем чуть позже. В список претензий можно отнести разве что субъективные отзывы от ценителей класса А, которые, в целом, сводятся к тому, что класс АВ звучит не столь чисто, детально и изысканно. Чтобы оценить обоснованность данных претензий, рассмотрим схемотехнику усилителей класса АВ более детально, с точки зрения качества звучания.
Особенности
Одной из практических проблем усилителей класса В и АВ является подбор пар транзисторов, работающих в одном канале усиления. Располагаясь в схеме зеркально, два транзистора должны быть полностью идентичны друг другу. В противном случае, сигналы положительной и отрицательной полуволн будут воспроизводиться не симметрично, и это существенно повысит общий уровень искажений.
В реальной жизни абсолютная идентичность — понятие абстрактное, скорее имеет смысл рассуждать о степени похожести или, говоря техническим языком, о пределах допустимых отклонений транзисторов от заданных характеристик. Чем более похожи два транзистора друг на друга, тем меньше уровень искажений, и тем больше их совместная работа приближается к тому, что мы имеем в классе А, когда обе полуволны воспроизводит один транзистор.
Понимая, что даже при самом строгом отборе по параметрам отличия между двумя транзисторами в паре все же будут иметь место (пусть и в предельно малых значениях), мы вынуждены признать, что при прочих равных условиях один такой же транзистор работающий в классе А будет звучать чуть чище и чуть лучше, чем пара в классе АВ.
Совсем иная ситуация вырисовывается, когда речь заходит о работе на большой амплитуде сигнала и на нагрузке требующей высокой мощности. Имея высокий КПД класс АВ нуждается в менее мощном и громоздком блоке питания, нежели усилитель класса А, и тут уже поклонники однотактников вынуждены признать абсолютное и безоговорочное превосходство класса АВ.
Более того, разработчики имеют возможность гораздо свободнее экспериментировать с блоками питания, управляя характером и динамикой звучания путем подбора рабочих характеристик трансформатора и конденсаторов. Например, можно установить трансформатор с многократным запасом мощности, чтобы на пиках сигнала он не выходил из оптимального режима работы, или использовать улучшенные конденсаторы, способные мгновенно отдавать высокий ток.
Еще одна тонкость: работая в классе А, транзисторы выделяют большое количество тепла, что может негативно сказываться на качестве их работы, особенно при увеличении нагрузки. В классе АВ транзисторы греются в меньшей степени, вследствие чего они быстро приходят в рабочий режим и менее подвержены риску перегрева, снижающего качество звучания при работе усилителя на высокой громкости.
Привет студент
Двухтактные преобразователи могут быть с самовозбуждением и с независимым возбуждением. В настоящее время в основном применяют преобразователи с независимым возбуждением, имеющие более высокий КПД. На практике применяют три основных схемы двухтактных преобразователей: с выводом нейтральной точки первичной обмотки трансформатора (со средней точкой), полумостовые и мостовые. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W11 = W12 = W1 и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W21 = W22 = W2.
Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2. При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W11 трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U0.
В результате на зажимах вторичной обмотки W21 появится ЭДС Е2 с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1. При этом на интервале открытого состояния VT1 все остальные диоды и транзистор VТ2 будут закрыты.
Поскольку ЭДС Е2 = U0n21 = U0W2/W1, то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное U0n21 — Uн. Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать до линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t = γТ, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.
На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С1. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, оказывается равным 2U0. При запирании транзистора VT1 меняется полярность ЭДС на зажимах всех обмоток трансформатора, что приводит к запиранию диода VD1 и открыванию диода VD3. В результате к обмотке дросселя будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии U0, так как трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при отключенной первичной обмотки от источника энергии).
В момент t/T = 0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W12 трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W22 и W12 трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W22 достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD3. На интервале 0,5Т ≤ t ≤ (0 5 + γ)Т транзистор УТ2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения.
Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид: UH = 2n21γU0.
Как видно из выражения, регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора, расчетная мощность каждого из которых в два раза меньше мощности трансформатора двухтактного преобразователя. Кроме того, следует помнить, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включением диода осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей.
Выражение для критического значения индуктивности Lкp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки Jн min принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:
Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут открыты и через каждый из них будет замыкаться ток, равный половине тока дросселя. Например, широко применяемые в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций вольтодобавочные (стабилизирующие) преобразователи КВ-12/100 (КС-14/100) представляют собой рассматриваемый двухтактный преобразователь в варианте без диода VD3.
В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше, неодинаковое значение времени рассасывания избыточных носителей в транзисторах при их запирании приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов. Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания, приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов и при их разбалансировке обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.
Рассмотренный преобразователь на практике применяется при относительно невысоких напряжениях источника энергии, так как напряжение, приложенное к закрытому транзистору, оказывается в два раза больше напряжения источника энергии. При высоком значении напряжения U0 (в несколько сотен вольт) широко применяются полумостовые и мостовые схемы двухтактных преобразователей.
В полумостовом преобразователе параллельно источнику энергии с напряжением U0 устанавливаются два последовательно соединенных между собой конденсатора с одинаковой емкостью. Первичная обмотка трансформатора TV1 включается между общей точкой этих конденсаторов и общей точкой транзисторов VT1 и VT2.
В идеальном преобразователе среднее значение напряжения на каждом из конденсаторов равно половине напряжения U0. При переводе СУ, например, транзистора VT1 в режим насыщения напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора TV1, будет равно напряжению на конденсаторе С1. В результате ЭДС Е2 на зажимах вторичной обмотки VT1 будет равна U0n21/2. При этом будут открыты диоды VD3 и VD6. Напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, равное сумме напряжения на конденсаторе С2 и ЭДС первичной обмотки TV1, будет равно напряжению U0. Для того чтобы исключить интервалы, на которых оба транзистора открыты одновременно, длительности открытого состояния VT1 и VT2 должны быть меньше половины периода преобразования энергии. На интервалах открытого состояния VT1 (VT2) осуществляется передача энергии а нагрузку и ее накопление в дросселе L1 и конденсаторе С3. Кривые тока коллектора транзисторов, тока дросселя L1, напряжения на входе фильтра L1 С3 и напряжения на нагрузке по форме полностью совпадают с соответствующими кривыми. На интервалах выключенного состояния транзисторов открыты все четыре диода выходного выпрямителя и через каждый из них протекает ток, равный половине тока дросселя, при этом напряжение приложенное к закрытым транзисторам равно U0/2. Регулировочная характеристика полумостового преобразователя (при его работе в режиме безразрывных токов дросселя L1) имеет следующий вид: UH = γU0n21.
Выражение для критического значения индуктивности Lкp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки Iн min принимает для полумостового преобразователя следующий вид:
Полумостовые преобразователи обычно применяются при выходной мощности до нескольких сотен ватт, так как с увеличением выходной мощности резко увеличиваются габаритные размеры конденсаторов C1, С2. Кроме того, при прочих равных условиях ток коллектора транзисторов в полумостовых преобразователях в два раза больше, чем в мостовых преобразователях, что приводит к большим потерям в них и к увеличению габаритов радиаторов охлаждения транзисторов.
В мостовом преобразователе при классическом, так называемом симметричном способе управления транзисторами СУ обеспечивает синхронную коммутацию диагональных транзисторов (VT1 и VT4 на интервале первой половины периода, а затем VT2 и VT3 на интервале второй половины периода преобразования энергии). При этом на интервале открытого состояния любой пары диагональных транзисторов напряжение, приложенное к первичной обмотке TV1 и к каждому из закрытых транзисторов в идеальном преобразователе равно напряжению источника энергии. В остальном работа мостового преобразователя при симметричном способе управления транзисторами подобна работе рассмотренных выше двухтактных преобразователей.
С ростом частоты работы преобразователя в случае симметричного способа управления транзисторами увеличиваются и потери в транзисторах при их включении. Это связано с тем что включение транзисторов (перевод их в режим насыщения) осуществляется при высоких напряжениях на них. Поэтому в паразитных выходных емкостях транзисторов (емкость сток-исток транзистора) запасается достаточно большая энергия, которая выделяется на транзисторах при их включении. Так, при уровне напряжения питания U0 = 600 В (этот уровень напряжения, например, может быть в случае применения преобразователя в трехфазном выпрямителе с бестрансформаторным входом) на каждом из закрытых транзисторов мостового преобразователя будет напряжение Uси = 300 В. В этом случае при выходной емкости сток-исток Сси = 300 пФ и частоте работы преобразователя ƒ = 300 кГц средняя за период мощность Рси, теряемая в транзисторе при его включении, оказывается равной Wƒ = CсиU2cиƒ/2 = 300 • 10-12 • 3002 • 300 • 103/2 = 4, 05 Вт. Следовательно, на четырех транзисторах мостового преобразователя теряется мощность равная 16,2 Вт. Применение фазового способа управления транзисторами мостового преобразователя позволяет обеспечить включение его транзисторов при нулевом напряжении на них, т. е. исключить потери в них при включении. Сущность фазового способа управления транзисторами поясняется с помощью временных диаграмм uзиi, представленных на рис. 1 На схеме рис. 1, а показаны выходные емкости транзисторов C1…C4 и диоды VD1…VD4, присущие самой структуре полевых транзисторов. Нумерация перечисленных элементов соответствует нумерации транзисторов. В цепь первичной обмотки трансформатора TV введен дроссель L. Как следует из временных диаграмм uзиi (индекс i принимает значения соответствующие номерам транзисторов в схеме), включение транзисторов, образующих левую (VT1, VT2) и правую (VT3, VT4) «стойки» осуществляется в противофазе с небольшой задержкой tзад включения одного транзистора относительно момента выключения другого транзистора данной стойки. Такая задержка необходима для исключения одновременного открытия обоих транзисторов одной стойки, что является коротким замыканием для источника энергии U0. Причем длительность открытого состояния каждого из четырех транзисторов ПН неизменна и близка к половине периода преобразования энергии. Регулирование (стабилизация) выходного напряжения (напряжения на RH) осуществляется за счет сдвига по фазе фронта включающих импульсов транзисторов одной стойки относительно включающих импульсов транзисторов другой стойки.
В интервале [0, t1] открыты диагональные транзисторы VT1 и VT4, в результате ток i1, равный сумме намагничивающего тока (тока холостого хода) трансформатора и тока дросселя: L1, приведенного к первичной обмoтке, втекает в начало первичной обмотки TV, открыт выходной диод VD5 и осуществляется передача энергии в нагрузку и ее накопление дросселями L1 и L. При этом напряжение на конденсаторах С2 и С3. равно напряжению U0. В момент t1 схема управления выключает VT4, вследствии чего ток i1 начинает замыкаться по цепи: первичная обмотка TV (в том же направлении) — конденсатор С3 — открытый транзистор VT1 — дроссель L. Начинается быстрый процесс перезаряда конденсатора С3 и заряд конденсатора С4. За время, меньшее tзад, напряжение на конденсаторе С3 уменьшается до нуля, а на конденсаторе С4 нарастает до U0. После того как напряжение на С3 снизилось до нуля, открывается диод VD3 и ток i1 далее замыкается через этот диод, так что к моменту t2 — моменту открытия VT3 — напряжение на нем равно практически нулю, т. е. отсутствуют потери мощности при его открытии. В интервале [t2, t3] первичная обмотка TV и дроссель L оказываются закороченными диодом VD3 и транзистором VT1, так что ток в этой цепи практически не претерпевает изменений. В момент t3 выключается транзистор VT1 и начинается быстрый перезаряд конденсатора С2 (и заряд конденсатора С1), так что за время, меньшее tзад, напряжение на C2 спадает до нуля, после чего открывается диод VD2. До момента t4 — момента открытия транзистора VT2 — ток, поддерживаемый дросселем L, замыкается через диоды VD2, VD3 и источник энергии U0, т. е. энергия, запасенная этим дросселем, возвращается в источник. Включение VT2 также происходит без потерь мощности. На интервале [t4, t5] открыты VT2 и УТ3, ток i1 меняет свое направление, открыт выходной диод VD6 и энергия передается от источника в нагрузку, а также запасается дросселями. Далее процессы в схеме протекают аналогичным образом.
Для исключения явления одностороннего подмагничивания трансформатора в полумостовых и мостовых ПН последовательно с первичной обмоткой трансформатора достаточно часто включается конденсатор. Такое введение конденсатора имеет место, например, в ПН блоков питания ПК, в выпрямителях ВБВ-60/25-3к.
На выходе любого из рассмотренных двухтактных преобразователей выходной выпрямитель может быть выполнен либо по однофазной мостовой схеме, либо по двухполупериодной схеме выпрямления. Однофазная мостовая схема выпрямления обычно применяется только при относительно высоких уровнях выходного напряжения (несколько десятков вольт и выше), так как характеризуется большими потерями в вентильном комплекте по сравнению с двухполупериодной схемой.
Используемая литература: Электропитание устройств и систем телекоммуникаций: Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Демянский, Л. Ф. Захаров и др. — М.: Горячая линия—Телеком, 2009. — 384 с.: ил.
Скачать реферат: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера. КАК ТУТ СКАЧИВАТЬ
Пароль на архив: privetstudent.com
Практика
Защищать честь усилителей класса АВ в сравнительном прослушивании было уготовано мощному двухблочному усилителю Atoll серии Signature, состоящему из усилителя мощности AM200 и предварительного усилителя PR300. Интересующий нас усилитель мощности выстроен в полном соответствии с изложенными выше теоретическими выкладками.
Реализуя потенциал, заложенный в схемотехнике класса АВ, разработчики обеспечили по 120 Вт выходной мощности на канал, чего достаточно для большинства акустических систем за исключением самых низкочувствительных и просто монструозных моделей. Говоря об особенностях своего усилителя, производитель акцентирует внимание на применении подобранных пар транзисторов с последующей подстройкой схемы вручную для минимизации общего уровня искажений.
С целью лучшего разделения каналов и исключения перекрестных помех усилитель выстроен по схеме полного двойного моно, поэтому каждый канал усиления получил собственный блок питания. Суммарная мощность блока питания составляет 670 ВА, что покрывает потребности усилителя мощностью 120 Вт с большим запасом. Солидную дополнительную подпитку на пиках сигнала обеспечат конденсаторы емкостью 62 000 мкФ.
Введение
Классическим методом обнаружения скрытых микроэлектронных устройств, содержащих работающие или неработающие элементы с нелинейной ВАХ, является метод излучения поляризованной электромагнитной волны монохроматического (одночастотного) сигнала и прием второй и третьей гармонической составляющей эхо-сигнала. Излучаемый сигнал модулируют по амплитуде, а на приемниках измеряют зависимость амплитуды сигнала отклика от амплитуды зондирующего сигнала, что дает дополнительную информацию о типе нелинейности. Ключевыми проблемами данного подхода считаются небольшая дальность обнаружения, за счет влияния гармоник излучаемого сигнала на вход приемника, а также невозможность определения вида обнаруженного устройства из-за недостаточности входных данных. Один из современных подходов в области детекции нелинейных переходов — метод зондирования с использованием широкополосного модулированного излучения с центральной частотой fc, полосой BW и осуществление приема и оцифровки с помощью высокоскоростных АЦП эхо-сигнала на центральных частотах 2fc и 3fc. Использование широкополосного модулированного излучения позволяет помимо получения зависимости мощности излучения от амплитуды эхо-сигнала еще и измерять нелинейные искажения принятого модулированного эхо-сигнала, что значительно расширяет возможности последующего анализа для определения вида обнаруженного устройства. Также исследования показывают, что применение широкополосного излучения позволяет повысить дальность обнаружения скрытых электронных устройств. Однако разработка такого рода высокопроизводительных устройств детекции нелинейных переходов требует более сложной конфигурации как высокочастотного усилительного тракта передающего сигнала, так и антенно-фидерной системы:
- повышаются требования к ширине рабочей полосы усилителя;
- повышаются требования к линейности работы усилителя;
- необходимо вести разработку УМ с учетом нелинейных искажений, ввиду использования широкополосного модулированного сигнала;
- ввиду специфики устройств детекции нелинейных переходов также необходима минимизация уровня гармонических составляющих широкополосного сигнала.
С учетом всего перечисленного выше проектирование усилительного каскада становится одной из наиболее ключевых задач при разработке данного рода устройств.
В области построения выходных усилителей мощности он в некоторой степени ограничен отсутствием достаточной номенклатуры ЭКБ с необходимыми мощностными параметрами. Кремниевые и арсенид-галлиевые мощные СВЧ-транзисторы практически достигли своего предела ввиду ограничений электрофизических параметров исходных полупроводниковых материалов. Для создания СВЧ ЭКБ и мощных выходных устройств особенно важны преимущества нитрид-галлиевой технологии, которые отражены в ранее проведенных исследованиях [1, 2].
В данной работе представлены результаты применения методики проектирования широкополосного двухтактного усилителя мощности больших сигналов на компонентной базе GaN для высокопроизводительных устройств детектирования нелинейных переходов. Методика отражает решения проблем сходимости результатов проектирования при разработке УМ топологии Push-Pull. Приведены сравнения двух различных топологий УМ на предмет сравнения их характеристик.
Звук
Внушительная мощность и отличная энергооснащенность усилителя дали в звучании вполне ожидаемое ощущение легкости и непринужденности при работе с любой акустикой и практически на любых уровнях громкости. Если выкрутить ручку громкости посильнее, можно услышать небольшую компрессию, а бас словно отодвигался на задний план, но это были очевидные признаки того, что НЧ-динамики приблизились к пределу своих возможностей, в то время как усилитель только начал разогреваться и был очень далек от состояния перегрузки.
В то же время на малых и средних уровнях громкости Atoll AM200 Signature показывал себя наилучшим образом. Середина была выразительна, детальность превосходна, а сцена — четко очерчена, с хорошо ощутимой глубиной и шириной. При прямом сравнении с усилителями класса А последние давали чуть более свободную и безграничную сцену и чуть тоньше отрабатывали мелкие детали в тихой камерной музыке.
Характер, свойственный классу АВ, наиболее ярко проявлялся у Atoll AM200 Signature на динамичной рок-музыке. Он выдавал очень собранный, быстрый и четкий бас, хорошо справляясь с резкими перепадами громкости и крупными штрихами. На джазе и классической музыке, требующих сочетать динамичность и мощь со способностью воспроизводить тонкие оттенки и нюансы, усилитель вел себя чуть менее уверенно. Казалось, что он слегка упрощает звучание, укрупняя музыкальные образы и уводя внимание от тонких оттенков к основной мелодической линии.
Однако все это можно заметить лишь в прямом сравнении с гораздо более дорогими представителями других классов. По общему впечатлению Atoll AM200 Signature был скорее всеяден и универсален. Являясь примером грамотной реализации класса АВ, когда разработчики приложили массу усилий чтобы минимизировать слабые места и максимально раскрыть потенциал данной схемотехники, он вполне конкурентен на фоне лучших представителей других классов.
Выводы
Высокая мощность, высокий КПД с умеренным тепловыделением, способность справляться со сложной нагрузкой и хорошая динамика — вот что такое усилитель класса АВ. Это делает его, в первую очередь, идеальным решением для массового производства усилителей, что подтверждает сама история развития индустрии Hi-Fi.
Однако крайне ошибочно руководствоваться стереотипным мнением о том, что массовый универсальный продукт и продукт элитный должны быть непременно вылеплены из разного теста. При должном внимании к деталям и глубоком понимании принципов работы данная схемотехника может быть реализована на самом высоком уровне качества. Так что сегодня High End-усилитель, работающий в классе AB — такая же обыденность, как и хайэндный усилитель, работающий в любой другой схемотехнике.
https://stereo.ru/
